2018-03-14
1、多单元逆变器串联
采用移相PWM控制，也使叠加后输出电压的等效开关频率增加。例如，当每个单元的PWM载波频率为600Hz时，5单元串联后输出电压等效开关频率便为6kHz。一方面，开关频率的提高更有助于降低电流谐波，另一方面，由于单元内PWM载波频率较低，不仅可减少开关损耗，还可使逆变器死区时间引起的误差所占比例减少。
至于每相串联的单元数决定于输出电压等级，当每相用3、4、5个输出电压为480V的功率单元串联，变频器输出额定电压分别为2.3kV、3.3kV、4.16kV，如每相用5个690V或1275V的功率单元串联，输出额定电压可达6kV和10kV，由于采用的是单元串联，所以不存在器件直接串联引起的均压问题。
多单元串联方案线路比较复杂，功率器件数量多，如用高压（HV）IGBT，则可减少功率单元和器件的数量，例如用3.3kV的HVIGBT，则4.16kV和6kV的变频器只有2个和3个单元串联。
2、整流电路
常用的整流器几乎都采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路，直流侧则采用电容滤波，这样就使得它们交流侧的电流呈尖峰性而非正弦波，图11为单相整流示例。大量使用由这些电路构成的装置已成为电力系统中的主要谐波源，而且消耗大量的无功功率。为此，IEC、EN、IEEE均规定了谐波标准。参考应用较为普遍的IEEE5191992，我国颁布了GB/T1454993《电能质量公用电网谐波》国标。凡不符合上述标准的电力电子设备均不允许进、出口。
P为有功功率；S为视在功率；U为正弦电压有效值；I为总电流有效值；I1和φ1分别为基波电流有效值及其与电压的相角差。一般称ν=I1/I为电流波形畸变因数，cosφ1为位移因数或基波功率因数，即这时功率因数是由电流波形畸变和基波位移两个因素决定的。v也可表示为ν=，其中THDi=为总电流畸变率，反映电流的失真程度。
因为中、高压变频器都是大容量，更必须设法减少谐波对电网的影响，并提高功率因数。
3、整流电路的特殊多重化
这是一种输入变压器和电力电子部件一体化设计的电路拓扑。它利用特制的多绕组输入变压器和功率单元串联的巧妙结合，由变压器二次绕组的曲折联结，将输入电压相位互相错开。对电网而言形成多相负载，既能解决输出高电压问题，又能解决电网侧和负载侧的谐波问题。例如，对5个单元串联联结，变压器需有15个二次绕组，分为5个不同的相位组，它们互差12°电角度，最终形成30脉波的二极管整流电路。理论上29次以下的谐波都可以消除，THDi<1％，可获得如图14所示的输入电压电流波形。
变压器采用延边三角形（曲折联结），再配以抽头所分割段的匝比，可以实现任意角度的相移。例如，3个和4个单元串联时，二次绕组相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分别相当于18脉波和24脉波整流，6个单元串联则相差±25°、±15°、±5°，相当36脉波，加上由于采用二极管整流的电压型结构，电动机所需的无功功率可由滤波电容提供，所以功率因数较高，基本上可保持在0.95以上。
这种多重化方案要用特制变压器，制作较复杂，器件数量多，导通损耗大。
4、3PWM整流电路
PWM整流器不是用晶闸管，而是用全控型器件构成，采用与逆变电路同样的SPWM技术。图15(a)和图15(b)即为单相和三相电压型PWM整流电路，通过对它的适当控制，可以使输入电流近似为正弦波，且电流和电压同相位，功率因数近似为1。图中交流侧电感L用以滤波和传递能量，直流侧电容Cdc起着滤除直流电压上开关纹波和平衡直流输入和输出能量的作用。
电网电势、桥式电路交流侧PWM电压的基波分量、电感上的压降和PWM整流器从电网吸收的电流，ω为电源角频率。从相量图可以看出，只要控制和电网电压同频，且调节它的幅值和相位，满足图中所示的相量关系，PWM整流器就能实现单位功率因数的整流或逆变，从而可实现能量的双向流动。
PWM整流器也可采用三电平电路，同三电平PWM逆变电路一样，相电压有三种电平，线电压有五种电平。在相同的开关频率下，其输入电流谐波比二电平电路要小得多。它不仅可做到单位功率因数，而且根据设计的功率定额富裕量，还可对连接在同一线路上的其它负载的无功功率进行补偿。它同时可以进行有功功率和无功功率的双向传输，实现电动和能量反馈的四象限传动，如图17(b)所示。
此外，有的还可在交流输入加谐波滤波器/功率因数补偿控制器。总之，通过各种措施，均可使交流侧THDi<5％，λ>0.95。
上述介绍的三种整流器和逆变器中，除特制变压器多重化外，其它整流电路和逆变电路可有不同的组合，即使同种组合也可有不同的接线方案。
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